本发明公开了双向L型DC-DC变换器的拓扑结构,由k个开关器件,可控开关S
1.一种双向L型DC-DC变换器的拓扑结构,其特征在于:通过k个可控开关S₁₁、S₂₁...... S_k1串联构成L型变换器的横轴;通过k个电容C₁、C₂......C_k串联构成L型变换器的纵轴; 横轴上开关S_i1、S_(i-1)1间的节点与纵轴上电容C_(i-1)、C_i间的节点有从纵轴流向横轴的单向可 控开关,其中i=2......k;通过k-1个开关器件,可控开关S₁₄、S₂₄......S_(k-1)4串联构成L型变 换器的横轴延长轴;横轴上开关S_i1、S_(i-1)1间的节点与横轴延长轴上开关S_i4、S_(i-1)4间的节点 之间有单向可控开关S_i3;横轴上的S₁₁与纵轴上的C₁相交,构成横轴与纵轴的交点;横轴上 的S_k1通过电感与电源或等效负载V₁相连,电源或等效负载V₁的另一端与横轴延长轴上的 S_(k-1)4相连;上述描述中,k为大于或等于2的正整数;通过扩展双向L型结构的横、纵轴以 及单向可控开关支路,使变换器的级数得到扩展。
2.根据权利要求1所述的双向L型DC-DC变换器的拓扑结构,其特征在于:开关S_k1、 S_k2、S_k3、S_(k-1)4、电容C_k构成双向L型变换器的扩展单元组。
3.根据权利要求1所述的双向L型DC-DC变换器的拓扑结构,其特征在于:开关S₁₁、 S₂₁......S_k1和开关S₁₂......S_k2选择可控电力电子开关IGBT、MOSFET或等效带反并联二极管 的可控开关拓扑。
4.根据权利要求1所述的双向L型DC-DC变换器的拓扑结构,其特征在于:将可控开 关S₁₁所在支路改为断路,将S₁₂所在支路改为短路,电路仍能实现双向变换功能。
5.根据权利要求1所述的双向L型DC-DC变换器的拓扑结构,其特征在于:将开关 S₁₂......S_k2置为开关串联形式,S_n2由n个耐压一致的可控开关构成,其中n=1,2......k,将满 足每个开关管的耐压均衡的要求。 技术领域 本发明涉及一种电力电子双向DC-DC变换器的电路拓扑结构,特别涉及双向L型DC-DC 变换器,可实现升压或降压功能。 背景技术 随着技术发展,在传统的DC-DC升压电路中,当升/降压的变比较高时,常采用变压器结 构的变换器,或多级升/降压的结构。由于升压倍数较高,控制精度难以得到保证,同时系统 串联结构导致了系统可靠性低及稳定性不足等。 发明内容 本发明所要解决的技术问题是:解决DC-DC变换器的升/降压倍数较高时的控制精度,提 出了一种采用多个输出电容串联,并对各个输出级联电容分别进行升/降压控制的拓扑结构, 实现高性能的变换。 为了达到上述目的,本发明的技术方案如下: 一种L型升/降压变换器的拓扑结构,通过k个开关器件串联构成L型变换器的横轴;通 过k个电容串联构成L型变换器的纵轴;横轴最左端的开关通过电感与升压电路的直流输入 电源或降压电路输出的高电位端相连;横轴相邻两个可控开关间的节点和纵轴上相邻两个电 容间的节点,由单向开关支路连接;k-1个开关构成横轴的延长轴,延长轴的另一端与升压电 路的直流输入电源或降压电路输出的低电位端相连。横轴延长轴的各个节点与横轴的各个对 应节点之间通过单个可控开关连接。通过扩展L型结构的横、纵轴以及单向整流支路、单向 可控开关支路,能拓展变换器,k为大于或等于1的正整数。 本发明的有益效果: 与传统的DC-DC升压变换器相比较,本发明所公开的双向L型DC-DC变换器采用单电 感的结构,对各个串联的电容进行独立充/放电,在较高升/降压比例的情况下,有较高的控制 精度;同时,也克服了多级串联系统的稳定性及可靠性不足等问题;实现了拓扑中器件耐压 相等。 附图说明 图1为双向L型DC-DC变换器的拓扑图。 图2(a)为可控开关的MOSFET等效示例图。 图2(b)为可控开关的IGBT等效示例图。 图3为双向L型DC-DC的等效变换拓扑图。 具体实施方式 结合附图对本发明作进一步说明: 图1为改进L型升压变换器的拓扑结构图。通过k个开关器件,可控开关S₁₁、S₂₁......S_k1串联构成L型变换器的横轴;通过k个电容C₁、C₂......C_k串联构成L型变换器的纵轴;横 轴上开关S_i1、S_(i-1)1间的节点与纵轴上电容C_(i-1)、C_i间的节点有从纵轴流向横轴的单向可控 开关,其中i=2......k;通过k-1个开关器件,可控开关S₁₄、S₂₄......S_(k-1)4串联构成L型变换 器的横轴延长轴;横轴上开关S_i1、S_(i-1)1间的节点与横轴延长轴上开关S_i4、S_(i-1)4间的节点之 间有单向可控开关S_i3,其中i=2......k;横轴上的S₁₁与纵轴上的C₁相交,构成横轴与纵轴的 交点;横轴上的S_k1通过电感与电源或等效负载V₁相连,电源或等效负载V₁的另一端与横轴延 长轴的S_(k-1)4相连;k为大于或等于2的正整数;通过扩展双向L型结构的横、纵轴以及单向 可控开关支路,可以扩展变换器的级数。 开关S_k1、S_k2、S_k3、S_(k-1)4、电容C_k构成双向L型变换器的扩展单元组,通过增加扩展 单元组,增加电路的级数,以便于进一步提高升/降压的比例。 以下对电路的降压和升压的两种模式进行介绍。 在升压模式中,V₁是升压变换器的输入端,纵轴上的电容C₁、C₂......C_k是输出电容, 电容支路采用串联式放电方式,独立分时充电方式。放电状态与在此不做赘述,以下对各个 电源的分时充电进行简单描述。 在升压模式中,开关S₁₄、S₂₄......S_(k-1)4处于关断状态,但其反并联二极管将处于工作状 态。 各个电容的充电过程可分为电感储能的阶段、电感向电容进行能量转移的阶段,以图1 中所示的电容C_n(n=1,2......k)为例,其储能及能量转移过程中,横轴上开关S_j1(jj1(j>n)、S_(n-1)2、S_n3处于开通状态,通过S_n1的开关状态切换进行工作, 详细过程如下。 电感储能阶段:当可控开关S_n1导通时,使得可控开关S_k1、S_(k-1)1......S_n1、S_n2处于导通 状态,此时,电源V、电感L_A、可控开关S_k1、S_(k-1)1......S_n1、S_n3及S_(n+1)4、S_(n+2)4......S_(k-1)4的反并联二极管构成回路,直流输入电源对电感进行储能,电感上的电流增加。 能量向电容转移阶段:可控开关S_n1状态切换成截止,此时电源V、电感L_A、可控开关S_n2的反联联二极管、电容C_n、可控开关S_(n-1)2、S_n3构成回路,此时直流输入电源及电感的能量 向电容C_n转移。 在降压模式中,纵轴上的电容C₁、C₂......C_k串联承受输入直流电压,在电容容量相等 的情况下,电容上电压稳态均衡。V₁是降压变换器的输出端。开关S₁₁......S_k1、S₂₃......S_k3处 于关断状态。 以图1中所示的电容C_n(n=1,2......k)为例,对该电容的降压过程进行描述,开关S_n2、 S_j4(j>n)设置处于导通状态,开关S_j1(j≠n)处于断开状态,通过S_n4的开关状态切换对电容 C_n进行放电控制,详细过程如下。 阶段1:当开关S_n4导通时,使得开关S_(n+1)1......S_k1的反并联二极管受正向偏压进入导通 状态,此时电容C_n、开关S_n2、开关S_(n+1)1......S_k1的反并联二极管、电感L_A、负载V₁、开关S_(k-1)4、 S_(k-2)4......S_n4、S_n3的反并联二极管一起构成回路,电容向负载供电。 阶段2:当开关S_n4截止时,电感L_A、负载V₁、S_K3及S_k1的反并联二极管构成续流回路。 图2(a)为可控开关的MOSFET等效示例图。图2(b)为可控开关的IGBT等效示例图。拓扑 中的开关能选多种可控开关或开关拓扑结构,此处仅给出两种示例。 图3为改进双向L型DC-DC变换器的等效拓扑图。此时,可控开关S₁₁所在支路改为断路, 可控开关S₁₂所在支路改为短路。 对于升压模式而言,电容C₂......C_k的工作过程不变,仅电容C₁的工作方式发生变化。 具体情况如下:通过开关S₂₃的开关切换,实现对C₁的充放电过程。 当开关S₂₃开通,开关S_k1......S₂₁、S₂₃及S₂₄......S_(k-2)4、S_(k-1)4的反并联二极管构成回路, 为电感储能。当开关S₂₃关断,开关S_k1......S₂₁、电容C₁、S₁₄......S_(k-2)4、S_(k-1)4的反并联二 极管构成回路,能量向电容转移。 对于降压模式而言,电容C₂......C_k的工作过程不变,仅电容C₁的工作方式发生变化, 通过开关S₁₂的状态切换,实现对电容C₁的降压输出。 当开关S₁₂开通,电容C₁、S₁₄......S_(k-2)4、S_(k-1)4及开关S_k1......S₂₁的反并联二极管、电 感L_A、负载V₁构成电容C₁放电降压的电路。当开关S₁₂断开,电感L_A、负载V₁、S_K3及S_k1的 反并联二极管构成续流回路。